Budując transceiver z bezpośrednią przemianą np.
DC01 należy wykonać filtr polifazowy. Filtr polifazowy to przesuwnik fazy o wartościach 0, 90, 180 i 270 stopni. Taki przesuwnik w teorii powinien zachowywać stałe przesunięcie fazy dla każdej częstotliwości ale praktyczna realizacja przesuwnika polega na łańcuchowym połączeniu idealnych przesuwników fazy dla wybranych częstotliwości. W rezultacie filtr polifazowy działa dobrze w określonym pasmie np. 250Hz-2.5kHz co jest wystarczające do uformowania sygnału SSB. Charakterystyka filtra jest więc istotna dla jakości nadajnika/odbiornika. Niestety, nie znalazłem nigdzie opisu metody bezpośredniego sprawdzenia działania takiego filtra poza mało dokładną metodą Lissajous :-( Metodą pośrednią może być pomiar całego toru odbiornika przez przemiatanie na wejściu częstotliwości w zakresie +-3kHz w wokół częstotliwości odbioru oraz rejestracja sygnału na wyjściu ale ta metoda nie daje informacji o samym filtrze ale o całym torze i może być trudna w realizacji.
Pomiar filtra polifazowego sprowadza się do określenia przesunięcia fazowego pomiędzy wejściem a wyjściem każdego toru.
Sposób pomiaru fazy jaki zamierzam wykorzystać pokazuje załączony rysunek. Zakładając, że sygnał 1 działa na wejściu toru a sygnał 2 pojawia się na wyjściu toru wtedy przesunięcie fazy jest proporcjonalne do czasu D na tym rysunku. Pomiar przesunięcia fazy można zatem sprowadzić do pomiaru odcinka czasu, który z kolei wykonuje się z reguły jako pomiar ilości impulsów jakie w czasie tego odcinka czasu uda się przepuścić przez bramkę pomiarową. Przedtem jednak należy mierzone sygnały znormalizować (np. przez bardzo duże wzmocnienie) aby uniezależnić pomiar od amplitudy mierzonego sygnału. Po normalizacji sygnały mają postać 3 i 4 i nadają się do cyfrowego określenia odcinka czasu D przez wykonanie sumy XOR na sygnałach 3 i 4 (funkcja XOR ma wartość 1 wtedy kiedy oba porównywane sygnały są różne). Jeśli jednak przesunięcie czasu będzie niewielkie to odcinek czasu D (5a) będzie bardzo mały. Można jednak użyć dla sygnałów 3 i 4 funkcji AND tworząc impuls równy 180-D (5b), który będzie znacznie dłuższy. Obie metody są sobie równoważne jeśli chodzi o dokładność ale ze względów praktycznych metoda 180-D daje więcej czasu na analizę pomiaru z użyciem mikrokontrolera. W rezultacie dla czasu 5a uzyskamy ze żródła 6 impulsy pokazane jako 7a a dla czasu 5b impulsy pokazane jako 7b.
L.J
Rzeczywisty miernik filtra polifazowego powinien:
- mierzyć filtr w warunkach zbliżonych do warunków pracy
- mierzyć automatycznie każdy tor w paśmie pracy
- mierzyć automatycznie cztery tory filtra
- dawać wyniki istotne z punktu widzenia własności filtra (dokładność pomiaru)
Załączony rysunek zawiera propozycję realizacji takiego miernika z użyciem mirokontrolerów. DUT (Device under test) to własnie mierzony filtr polifazowy o 4 wejściach i 4 wyjściach.
Sercem układu pomiarowego jest mikrokontroler AT Mega 8 z zegraem 'podkręconym' do 20MHz. Ten procesor reaguje na przyciski kontrolne decydujące o działaniu urządzenia, wizualizuje wynik pomiaru na wyświetlaczu 2*16 oraz steruje procedurą pomiarową. O ile starczy miejsca znajdzie się w nim również część poświęcona na połączenie z PC przez RS232 gdzie działał będzie inny program oferując na pomierzonych i przesłanych wynikach lepszą wizualizację pomiaru ;-)
Układ pomiarowy działa następująco:
- za pomocą sygnałów F01 i F02 ustawia się w pomocniczym mikrokontrolerze ATiny2313 częstotliwość pomiarową w zakresie 250Hz-2500Hz. Sygnał pomiarowy ma kształt prostokątny ale podany na filtr dolnoprzepustowy MAX7480 zostaje zamieniony na sygnał sinusoidalny. Do sterowania układem MAX służy pomocniczy sygnał 25kHz-250kHz (100 razy większy niż sygnał pomiarowy).
- pomiarowy sygnał sinusoidalny zostaje podany na 4 kanały filtra polifazowego oraz wydzielony zostaje sygnał porównawczy (1) bez przesunięcia fazy. Na wszystkich wyjściach filtra polifazowego pojawiają się sygnały odpowiednio przesunięte w fazie. Sygnał (2) to sygnał w pierwszym kanale filtra.
- wszystkie sygnały (porównawczy i z każdego kanału) zostają wzmocnione za pomocą wzmacniaczy W do postaci prostokątów a kanałowe sygnały pomiarowe skierowane zostają do zespołu bramek B1-B4, z których w tej fazie aktywna jest bramka B1 dla sygnału z kanału pierwszego a sygnał zostaje skierowany do bramki B6 gdzie sygnał pomiarowy i porównawczy (3 i 4) tworzą impuls pomiarowy (5) proporcjonalny do czasu 180-D.
- impuls pomiarowy (5) mierzony jest w mikrokontrolerze przez pomiar impulsów zegara wewnętrznego (6) a następnie przeliczony na wartośc fazy i wyświetlony na wyświetlaczu na pierwszej pozycji
- opisana procedura powtórzona jest dla wszystkich częstotliwości w zakresie pracy kanału tworząc wykres przesunięcia fazy kanału w funkcji częstotliwości
- mikrokontroler ustawia jako aktywną bramkę kolejno B2, B3 i B4 i rozpoczyna pomiar jak wyżej dla kanału drugiego, trzeciego i czwartego po czym przechodzi ponownie po pomiaru w kanale 1. Komplet pomiarów dla kanału zostaje wysłany do PC i tam zapmiętany oraz zobrazowany w eleganckiej formie ;-)
Taki miernik realizuje więc założenia bo mierzy cztery tory w całym pasmie pracy, robi to automatycznie i z odpowiednią dokładnością (o czym będzie dalej) a zastosowane wzmacniacze W oraz ich warunki pracy (wartości elementów oraz polaryzacje wejść) będą zbliżone do warunków pracy w traansceiverze DC01.
L.J.
Większość ważnych elementów systemu pomiarowego jest po testach. Niewiadomą jest działanie całości ale to pokaże praktyka ;-). Na razie kilka uwag na temat konstrukcji teoretycznej zwryfikowanej częściowo w próbach:
1. Z czym walczymy?. Chodzi o pomiar przesunięcia fazy dwóch sygnałów z dokładnością pozwalająca odróżnić kąt nie większy niż 1 stopień (dla takiego błędu przesunięcia otrzymuje się zadawalające tłumienie drugiej wstęgi) . Najtrudniejsze warunki pomiaru wystąpią dla górnej częstotliwości pracy filtra, którą założyłem na 2500Hz. Okres sygnału 2500Hz to 1/2500=400us. Oznacza to, że przesunięcie 1 stopnia dla tej częstotliwości to różnica w czasie rzędu 400/360=ok. 1.11us ! Dla częstotliwości 250Hz kątowi 1 stopnia odpowiada odcinek czasu ok. 11.1 us.
2. Połączenie Mega8 - Tiny 2313 wykonałem za pomocą 2 linii i własnego protokołu transmisji bo próby z SPI wypadły źle (okazuje się, że Tiny 2313 nie działa w trybie SPI jako SLAVE). Do przesłania jest jednak tylko częstotliwość generatora jako liczba 16 bitowa przesyłana szeregowo co mogę robić z prędkością co najmniej kilkunastu tysięcy liczb na sek. Ta prędkość jest z dużym zapasem wystarczająca.
3. Generator sinusoidalnego sygnału tesowego, wykonany jako zespół Tiny 2313 oraz MAX7480, działa praktycznie od zera do 2kHz (zalecenie fabrycznie dla układu MAX7480), ja używam go przeciągając zakres pracy do 2500Hz a graniczną wartością jest ok. 2800Hz - później układ MAX wprowadza zniekształcenia sygnału. Używając zamias MAX7480 ukladu MAX7400 (te same wyprowadzenia!) można przesunąć zakres pracy do 10kHz ale ponieważ mam MAX7490 to wybór miałem niewielki ;-) . Kontroler Tiny 2313 generuje dwa prostokątne sygnały w relacji wzajemnej 1:100. Sygnał podstawowy jest filtrowany przez układ dolnoprzepustowego filtra na MAX7480 a sygnał o 100 krotnie większej częstotliwości ustawia częstotliwość odcięcia filtra.
4. Częstotliwości pomiarowe mieszczą się od 250Hz do 2500Hz pokrywając dekadę (11 częstotliwości). Zdecydowałem dobrać tak częstotliwości aby zmieniały się liniowo w skali logarytmicznej. Ponieważ log(250) to 2.4 a log(2500) to 3.4 więc kolejne częstotliwości mają logarytmy 2.4, 2.5, 2.6, ...3.4, 3.4 czyli częstotliwości pomiarowe będą miały wartość: 250Hz, 316, 398, 501, 631, 794, 1000, 1259, 1585, 1995, 2500 Hz.
5. Rozdzielczość (dokładność) pomiaru zależy od częstotliwości generatora bramkowanego sygnałem przesunięcia fazowego. Ponieważ jednemu stopniowi przesunięcia dla częstotliwości 2500Hz odpowiada czas ok. 1.11us (najgorszy przypadek) to generator powinien działać odpowiednio szybciej. Zródłem bramkowanego sygnału jest własny generator układu ATMega8 działający do 16MHz (częstotliwośc zalecana jako maksymalna). W próbach okazało się, że układ daje się przeciągnąć do 20MHz (okres zegara to 0.05us) co pozwala określać 1 stopień przesunięcia fazowego za pomoca 1/0.05=20 zliczonych impulsów dając teoretycznie rozdzielczość rzędu właśnie 0.05 stopnia!. Przetestowałem układ bramkowania z tym zegarem uzyskując potwierdzenie, że zwiększenie długości odcinka czasu o 1us powoduje przyrost zliczonych impulsów o 20 zarówno dla długich jak i dla krótkich odcinków czasu co potwierdziło przydatność tego rozwiązania w praktyce.
6. Wizualizacja wyniku. Na załączonym zdjęciu widać w jaki sposób zamierzam zobrazować wynik pomiaru na wyświetlaczu LCD 2*16. Każde pole wyświetlacza ma matrycę 5/8 pixeli a ja zdefiniowałem sobie 8 znaków w formie poziomej kreski umieszczonej w jednym z 8 rzędów matrycy znaku. Łącząc do wizualizacji obie linie wyświetlacza uzyskuję w ten sposób zakres 16 wartości od minimum do maksimum. Ponieważ założyłem 11 częstotliwości pomiarowych opisanych powyżej to wartości dla nich wyświeltam w kolejnych 11 kolumnach a w ostatnich pięciu kolumnach obu rzędów ywświetlam górny i dolny zakres jaki obejmuje wykres. Reasumując, kolumnom 1-11 odpowiadają przesunięcia w fazie dla kolejnych częstotliwości pomiarowych od 250 do 2500Hz a w kolumnach 12-16 umieszczam wartości odpowiadające maksymalnej i minimalnej pomierzonej wartości kąta z dokładnością jednego miejsca po przecinku. Rozdzielczość pomiaru na wyświetlaczu to oczywiście (max-min)/16 (ale nie większa niż 0.1-0.2 stopnia) więc wartość wymagająca wyliczenia ale co najważniejsze widzę jaka jest charakterystyka częstotliwościowa toru pomiarowego i jakiej jakości mam filtr. Na pokazanym zdjęciu dla przykładu widać w jaki sposób daje się pokazać wykres funckji sinus, wartości z prawej strony są oczywiście przypadkowe ale pokazują jak będzie wyglądać rzeczywisty wynik pomiaru. Na wyświetlaczu widać również, że grafika zajmuje 12 pól - w docelowym systemie grafika zajmie 11 pól. Ponieważ na wyświetlaczu zabrakło miejsca dla określenie który kanał jest mierzony prawdopodobnie wprowadzę 4 diody świecące dołączone do bramek B1-B4 informujące w jakim kanale odbywa się aktualnie pomiar (na schemacie nie ma jeszcze tych diod). Lepszą wizualizację zapewni program na PC do którego dane z pomiarów zostaną przesłane łączem szeregowym (cel dalszy projektu).
7. Praca w czasie rzeczywistym. Zakładając, że jednorazowo będę wyświetlał. dane dla jednego toru z prędkością co najmniej 1 wykresu na sek. muszę wykonać 11 pomiarów co daje mi czas na pomiar ok. 91ms. Jest to bardzo dużo dla mikrokontrolera choć trzeba brać pod uwagę konieczność ustabilizowania w czasie warunków pracy po zmianie częstotliwości pomiarowej. Tu najbardziej krytyczny będzie zakres najmniejszych częstotliwości. Dla 250Hz okres to 4 ms więc zakładając ustabilizowanie się warunków w czasie 10 krotnie większym uzyskuje się możliwość pozyskania do 1000/40=25 pomiarów w ciągu sekundy a więc co najmniej 2 kanałów.
8. Najmniej poznanym elementem systemu pomiarowego jest część odpowiedzialna na wzmocnienie i normalizację sygnałów. Mimo, że wzmacniacze TL082 mają jeszcze przy 10MHz wzmocnienie rzędu 400 to przy pracy w nasyceniu prędkośc ta spada znacznie więc być może istotne będzie tu dobranie odpowiedniego poziomu wzmocnienia. Z tym tematem wiąże się ogólna inercja systemu pomiarowego mogąca zaburzać lub fałszować wyniki pomiarów. Potrzebna jest również jakaś metoda kalibracji układu pomiarowego. Od razu przychodzi mi do głowy zastosowanie do kalibracji każdego toru pomiarowego wznacniacza o wzmocnieniu 1 z odwróceniem fazy sygnału o 180 stopni co powinno dla każdego z mierzonych kanałów dać podobną wartość przesunięcia fazowego - właśnie 180 stopni.
9. Możliwość pomiaru filtrów innych niż te z DC01. Dla pomiaru moich filtrów wykonanych w technice SMD zastosuję podstawkę jak w DC01. Wydaje się jednak, że prowadząc linie pomiarowe do zmontowanego już układu na większej płytce (np. w Piligrimie) możliwy będzie pomiar i w takiej konfiguracji bo długość przewodów przy tych częstotliwościach nie powinna mieć wpływu na zmianę fazy a pomiar odbywa się i tak na tak dużych poziomach sygnałów, że ewentuale zakłócenia nie mają znaczenia. Wykorzystujac jednak np. połączenia na miękkiej taśmie do filtu z DC01 możliwe staje się nie tylko mierzenie ale i stopniowe montowanie z obserwacją dokładności wykonania stopnia i z możliwością jego ewentualnej korekty.
10. Minimalna klawiatura pozwoli na wybór trybu pracy (jeden, wybrany kanał lub kanały mierzone cyklicznie) oraz być może na zamianę zakresu częstotliwości pracy przez ustawienie górnej i dolnej częstotliwości pomiarowej. Do tego wystarczą 3 lub 4 klawisze.
Proszę o ewentualne uwagi na temat założeń lub pytania z tym tematem związane bo jakkolwiek mam sprawdzone główne elementy to nie wykluczam, że potknę się na jakimś, do tej pory nie zauważonym 'kamyczku'.
L.J.
Pomiar przesunięcia fazy (filtrów polifazowych) 
