HomeMade

(15-11-2016 20:54)SP6FRE napisał(a): [ -> ]Rozumiem, że miałeś okazję mierzyć i inne oporniki niż ten "nieszczęsny" 200 omów? Czy w każdym przypadku masz podobne problemy?

Niestety tak. Wygląda to tak, jakby problemy były tym większe, im większa różnica między rezystancją wykorzystywaną do kalibracji (50R), a mierzoną rezystancją.
Czyli jeśli przeprowadzę kalibrację z użyciem rezystora np. 220R, to dla niego pomiar będzie idealny, ale już dla 50R mocno krzywy...
Tylko jak to wytłumaczyć...?

(15-11-2016 20:54)SP6FRE napisał(a): [ -> ]Pomiar opornika nominalnego jest wzorowy - tu ze względu na dużą różnicę cześci urojonej i rzeczywistej skokowa zmiana znaku cześci urojonej nie ma większego znaczenia dla wyniku ale może jest to jednak istotne w innych przypadkach

Tak - pomiar 50R jest wręcz perfekcyjny... ale może to wynikać zwyczajnie z kalibracji numerycznej, w której jednym z elementów jest właśnie Gamma dla 50R.

(15-11-2016 20:54)SP6FRE napisał(a): [ -> ]Tu nawiążę do pierwszego wykresu gdzie wartości rozwarcia są imponujące (+- 2Tera omy - czy oporność izolacji otwartego gniazda i powietrza wokół gniazda mogą byc takie duże?) ale może warto programowo "zaokrąglić" je do jakiejś rozsądnej wartości? Przy okazji, jak masz możliwość, to zapnij na rozwarte gniazdo opornik 1M, ciekawy jestem czy przy tej dynamice pomiaru wynik będzie prawidłowy?

Tutaj muszę Cię chyba trochę rozczarować...
Otóż, z obliczeń (szczególnie dla portu otwartego) wychodzą często bardzo duże lub bardzo małe wartości. Co ciekawe, typ "double" w C# pomieści nawet nieskończoność (będącą wynikiem dzielenia dowolnej wartości przez zero - operację w matematyce niedozwoloną, ale w praktyce oznaczającą dzielenie przez nieskończenie małą wartość), ale niestety nie da się jej przedstawić na wykresie. Dlatego też wszelkie "nieskończoności" (dodatnie lub ujemne) sprowadziłem do pewnych określonych (ale ciągle dużych) wartości, aby je móc zobrazować na wykresach. Przyjąłem int.MaxValue i int.MinValue - stąd te +-2 miliardy, ale należy je wtedy rozumieć jako +-nieskończoność (jak w Twoich założeniach w mierniku Na02). To jednak nie zmienia faktu, że duże impedancje ciągle mogą być mierzone (wykres dla 1k poniżej) - jeśli tylko zostanie rozwiązany główny problem pomiarów...

A teraz seria pomiarów czystej rezystancji (choć wszystko to rezystory węglowe, przewlekane, to skróciłem im wyprowadzenia do 5mm, więc nie podejrzewałbym specjalnych "szaleństw" w dziedzinie reaktancji w zakresie do 50MHz...
Może ktoś wpadnie na rozwiązanie, albo chociaż cień podejrzenia co może być przyczyną moich problemów...

1. Rezystor 10R

[attachment=11833]

2. Rezystor 15R

[attachment=11834]

3. Rezystor 22R

[attachment=11835]

4. Rezystor 75R

[attachment=11836]

5. Rezystor 100R

[attachment=11837]

6. Rezystor 330R

[attachment=11838]

7. Rezystor 470R

[attachment=11839]

8. Rezystor 1k

[attachment=11840]


Pozdrawiam,
Rafał SP3GO

Witam!
Niestety, nie mogę być dla Ciebie równorzędnym partnerem w dyskusji, raz z powodów wcześniej podawanych ale przede wszystkim bo nie znam dokładnie użytego algorytmu. Niemniej poddam Ci pod rozwagę dwie sugestie:

- po pierwsze wydaje się, że części urojone mierzonych oporników są co najmniej o rząd za duże. Może spróbuj metodą "brutal force" wprowadzić dla nich współczynnik skali 0.1 lub 0.01 - to poprawi wynik a może zasugeruje właściwą drogę do znalezienia przyczyny tego faktu?
- drugą sprawą wydaje się jednak zbyt duży wpływ oporników szeregowych w torach pomiarowych, przez to zależności teoretyczne nie pasują do realnych wyników. Prawdopodobnie powstają zależności nieliniowe tym większe im bardziej oddalamy się od wartości nominalnej impedancji. Oczywiście, nie zaburza to charakteru impedancji bo indukcyjna rośnie, pojemnościowa maleje i to stwarza nominalne pozory poprawności działania. Czy jesteś w stanie wprowadzić do obliczeń poprawki ze względu na zastosowane uproszczenia?

Na koniec zastanów się czy miejsce wykonania normalizacji obliczeń jest właściwe. Mam na myśli miejsce w algorytmie. Można więc prawdopodobnie robić taką normalizację na poziomie danych "raw" czyli pochodzących wprost z pomiarów ale również na kolejnych stopniach obróbki danych.

L.J.

Proponuję sprawdzić prawidłowość pomiaru. Czy jest możliwość zobaczenia wszystkich napięc np dla 100 omów (wartości w sieci pomiarowej).

Pozdrawiam

Problem z nieliniowością pomiarów rezystancji został rozwiązany. Okazuje się, że przyczyną było złe lutowanie SMD. Po poprawieniu pomiar rezystancji jest już znacznie lepszy. Tym razem jednak pełnego sukcesu nie ogłaszam, bo niepokoi mnie ciągle pomiar części reaktancyjnej impedancji - szczególnie dla dużych impedancji.
Może się okazać, że będzie potrzebny kompromis: albo duża pojemność referencyjna i praca miernika od niskich częstotliwości (ale kiepska dokładność pomiaru reaktancji), albo mniejsza pojemność referencyjna, praca od kilku MHz, ale dokładniejszy pomiar reaktancji. Muszę ten temat jeszcze dokładniej zbadać...

Poza tym nie wykluczam jeszcze błędów w obliczeniach, bo według mnie, jeśli obliczenia byłyby całkiem poprawne, to pomiar bez kalibracji powinien pokazywać już jakieś sensowne wartości, a tak nie jest - dopiero kalibracja prostuje wyniki.

Po kalibracji wyniki pomiarów rezystancji wyglądają tak:

1. Port zwarty

[attachment=11847]

2. Rezystor 10R

[attachment=11848]

3. Rezystor 15R

[attachment=11849]

4. Rezystor 22R

[attachment=11850]

5. Terminator 50R (użyty w kalibracji)

[attachment=11851]

6. Rezystor 75R

[attachment=11852]

7. Rezystor 100R

[attachment=11853]

8. Rezystor 220R

[attachment=11854]

9. Rezystor 330R

[attachment=11855]

10. Rezystor 470R

[attachment=11856]


Zobaczymy co jeszcze uda mi się zawalczyć w tym temacie...

Pozdrawiam,
Rafał SP3GO

Witam!
Mam jedną uwagę i jedno pytanie.
Uwaga dotyczy kształtu wykresu części urojonej. Biorąc pod uwagę wykres dla 50 omów jako odniesienie to wykresy dla oporników iększych wyglądają jak lustrzane odbicie wykresów dla oporności mnieszych. Nie mam pojęcia dlaczego ale nieliniowości są wyraźnie widoczne i wskazują na zmianę znaku podczas obliczeń.
Pytanie natomiast dotyczy możliwości porównania napięć mierzonych na zaciskach mostka z wartościami z symulatora. Czy masz taką możliwość (oscylosko?)? a jeśli nie, to czy jesteś w stanie, z napięcia na wyjściu układu AD odtworzyć to napięcie na zaciskach wejściowych układu?
Sądzę, że należy od tego zacząć. Do obliczeń w algorytmie używasz pewnie napięć na wyjściu będących funkcją logarytmu jaką realizuje układ AD ale wydaje się, że normalizacja pomiarów powinna odbywać się na podstawie napięć przed tą operacją. Tu może tkwić problem bo jeśli odzyskujesz napięcia na wejściu AD przez odpowiednie potęgowanie napięcia na jego wyjściu to różnice mogą być spore. Zostaje też ciagle problem wpływu oporników szeregowych na wejściach układów AD.
L.J.

(18-11-2016 12:31)SP6FRE napisał(a): [ -> ]Pytanie natomiast dotyczy możliwości porównania napięć mierzonych na zaciskach mostka z wartościami z symulatora. Czy masz taką możliwość (oscylosko?)?

Tak - mam możliwość pomiaru oscyloskopem i już to wstępnie robiłem, ale teraz przeprowadzę takie pomiary dokładniej. Problem polega na tym, że tłumiki na gałęziach pomiarowych (np. 2 x 47k) dają tak duże tłumienie, że pomiar na zaciskach kości AD nie ma sensu (zbyt mała dokładność), więc mogę tylko zmierzyć napięcie przed tłumikami i przyjąć teoretyczny dzielnik tego napięcia wynikający z wartości rezystorów w tłumiku i wartości impedancji wejściowej układu AD8307, a ta ostatnia być może się zmienia w zależności od częstotliwości... Nota katalogowa układów AD deklaruje tylko 1100 omów dla DC - i to może być główny problem. Pewnym rozwiązaniem może być zwarcie symetrycznego wejścia kości AD jakimś rezystorem o stosunkowo niskiej rezystancji w porównaniu do impedancji wejściowej samej kości AD, aby ewentualne zmiany tej ostatniej nie wpływały już tak znacząco na pomiar.
To też muszę wypróbować...

W każdym razie wstępny pomiar napięcia Vs (na zaciskach generatora) na oscyloskopie daje ~230mVrms (mierzone przy ustawieniu kanału oscyloskopu na AC-coupling, bo kość AD też nie widzi składowej stałej przez kondensatory sprzęgające 100nF, a DDS taką składową daje), a po obliczeniach mam 400mVrms...

(18-11-2016 12:31)SP6FRE napisał(a): [ -> ](...) czy jesteś w stanie, z napięcia na wyjściu układu AD odtworzyć to napięcie na zaciskach wejściowych układu?

Próbuję, ale chyba coś źle robię...
Dla wspomnianego już napięcia Vs kość AD daje napięcie ok. 1,24V.
Dalej najpierw liczę moc (w dBm'ach na zaciskach wejściowych AD) w taki sposób:

P = 16 - (2.5 - Vout)/0.025
P - to różnicowy pomiar dBm na wejściu kostki
16 - bo tyle(+16dBm) pokazuje kostka dla Vout = 2.5V
2.5 - bo to jest napięcie referencyjne na wyjściu kostki dla górnego progu
0.025 - bo takie jest nachylenie charakterystyki kostki(25mV/dB)

Z napięcia 1,24V dostaję więc -34,4dBm.

A następnie dBm'y zamieniam na mVrms w taki sposób:
U = 1000 * PIERWIASTEK( POTĘGA(10;(P/10)) * 50/1000)
Pojawia się w tym wzorze wartość 50, bo do takiej impedancji odnosi się wartość w dBm, a także pojawiają się odpowiednio wartości 1000, bo dBm określają moc w stosunku do mW, a na końcu chcemy mieć namięcie w mV.

Więc dla mocy -34,4dBm dostaję napięcie 4,26mVrms.

Rezystor 100k w tłumiku dla gałęzi pomiarowej Vs w stosunku do impedancji wejściowej 1100 kości AD tworzy tłumienie ~91,91 razy.
Zatem z napięcia 4,26mVrms dostaję 391mVrms, które teoretycznie powinno być na zaciskach przed tłumikiem, a co nie zgadza się z pomiarem oscyloskopowym.

No i teraz: coś źle mierzę, czy coś źle obliczam?

(18-11-2016 12:31)SP6FRE napisał(a): [ -> ]Do obliczeń w algorytmie używasz pewnie napięć na wyjściu będących funkcją logarytmu jaką realizuje układ AD ale wydaje się, że normalizacja pomiarów powinna odbywać się na podstawie napięć przed tą operacją.

Ba, tylko jak taką normalizację (kalibrację) wykonać?
Bo obecnie robię standardową kalibrację Open-Short-Load, czyli:
- na podstawie otrzymanych z obliczeń |Z| i kąta fazy (bo ten zestaw jest dokładniejszy do obliczenia Z niż R i X) obliczam zespoloną impedancję Z. Dalej z Z obliczam zespolony współczynnik odbicia Gamma.
Dalej wiem jaka jest zespolona Gamma dla przyjętych wzorców (open, short, load 50R), więc przy pomiarach kalibracyjnych obliczam zespolone wartości kalibrujące (e00, e11 i deltę) na podstawie metody wektorowej korekcji błędów.
No i tutaj wszystko działa, bo jak widać później mierzone wzorce (jak np. port zwarty lub ten terminator 50R) pokazują piękne wartości.
Jak jednak wykonać kalibrację w przypadku pomiaru pięciu skalarnych napięć?
Nie jest to takie oczywiste...
Poza tym, skąd wziąć teoretyczne wzorcowe napięcia w sieci przy np. obciążeniu sieci terminatorem 50R, zwarciem, albo portem otwartym...?

(18-11-2016 12:31)SP6FRE napisał(a): [ -> ]Tu może tkwić problem bo jeśli odzyskujesz napięcia na wejściu AD przez odpowiednie potęgowanie napięcia na jego wyjściu to różnice mogą być spore.

Niestety...

No cóż, dziś powalczę dalej...

Pozdrawiam,
Rafał SP3GO

Cześć!
Przyszedł mi do głowy pomysł aby zrobić dla każdego toru pomiarowego separację wtórnikową np. na BF245 (700MHz częstotliwość pracy, 3pF pojemność wejściowa i 0.9pF pojemność wyjściowa). Bramki można podpiąć praktycznie wprost do układu przez dużą pojemność (1nF) a AD dopiąć do źródeł również przez relatywnie dużą pojemność (0.1u). Należałoby dobrać dość duży prąd drenu w punkcie pracy oraz być może dopasować (zmniejszyć) napięcie z generatora DDS. W ten sposób usunie się wpływ nieznanych parametrów wejścia AD na pomiar. Przypomnę, że dla oporności 100k na wejściu układu, prównywalną wartość ma pojemność 1pF przy około 2MHz!.
L.J.

Po wielu próbach, eksperymentach (z zastosowaniem wtórników na BF245 włącznie) i całej serii pomiarów oscyloskopowych dochodzę do pewnych wniosków, które powinny być dobrą podstawą do stworzenia U-VNA w wersji 2.0

Głównym problemem nie jest sposób "podpięcia" się do sieci pomiarowej (i nawet zmiana z bezpośrednich rezystorów-tłumików na wtórniki nic tu nie zmienia), lecz to, że każda kość AD8307 ma punkt przecięcia się swojej charakterystyki z osią X przypadający w nieco innym miejscu. Rozbieżności są na tyle duże, że wartości otrzymane z sieci pomiarowej przy pomocy pięciu różnych kości AD nie mogą być brane do obliczeń bez odpowiedniej korekty.
Standardowa korekta w postaci kalibracji numerycznej open-short-load nie jest tutaj wystarczająca, ponieważ przeprowadzana jest na wartościach otrzymanych w drodze dwóch nieliniowych przekształceń: przy przejściu z Vout kości AD na napięcie na jej wejściu oraz przy przejściu z pięciu napięć w sieci pomiarowej na na odpowiednią wielkość obliczaną.

Ponieważ zależność między napięciem wyjściowym kości AD, a napięciem na zaciskach wejściowych jest nieliniowa, a do tego zależności między napięciami sieci pomiarowej, a obliczanymi wielkościami badanej impedancji są również nieliniowe, to przeprowadzenie odpowiedniej kalibracji sprzętowej dla pięciu kości AD może być również trudne do wykonania. W dodatku efekt końcowy pozwalałby na osiągnięcie dokładności nie większej, niż dokładność źródła sygnału (lub dokładność jego pomiaru) i dokładność ustawień ewentualnego potencjometru na pinie INT kości AD, który używany by był w procesie kalibracji.

Ponieważ do obliczeń badanej impedancji nie jest potrzebna wartość bezwzględna napięć w sieci pomiarowej, a jedynie zachowanie poziomów między nimi, to wydaje mi się, że lepszym rozwiązaniem będzie zastosowanie pojedynczej kości AD (gdzie punkt przecięcia się z osią X nie będzie miał znaczenia, więc kalibracja nie będzie wymagana - ważne, że będzie ten sam dla wszystkich pomiarów), która przez odpowiedni multiplekser będzie przełączana między poszczególnymi punktami pomiarowymi sieci.

Do tego bardzo dobrym pomysłem (dziękuję Leszku!) wydaje się zastosowanie wtórnika na BF245, który pozwoli na przekazanie pełnej wartości sygnału (z lekkim tłumieniem), a jednocześnie odseparowanie od sieci pomiarowej (impedancja wtórnika widziana przez sieć pomiarową to np. 1M). Użycie 3 tranzystorów BF245A (lub bardziej BF545A, które są chyba współczesną wersją tych pierwszych, a do tego dostępne w obudowie SMD) na każdy punkt pomiarowy spowoduje dodatkowe 3 x ~3mA poboru prądu, ale pozwoli na znaczne ograniczenie mocy podawanej z DDS'a, który jest w tym układzie głównym biorcą mocy zasilania (aby też odpowiednio zejść niżej w charakterystykach kości AD ze względu na dokładność pomiarów).

Chyba więc powoli biorę się za U-VNA 2.0, bo wnioski są takie, że wersja 1.0 nie ma prawa działać dobrze.

Pozdrawiam,
Rafał SP3GO

Witam!
Zanim rozbierzesz wersję I na atomy zrób proszę jeszcze prosty test. Mierząc np. 200 omów spróbuj dołączyć kolejno na wejścia poszczególnych AD pojemność np. 5pF i zobacz jak wpływa ona na wynik pomiaru. To pozwoli ocenić jak bardzo czułe na przypadkowe zmiany warunków są te pomiary. Oczywiście czekam na wersję II trzymająć kciuki.
L.J.

Było trochę przerwy, aby odpocząć od nie do końca udanej wersji pierwszej U-VNA, lecz prace nad wersją drugą trwają

W założeniu PCB dla wersji 2.0 ma być mocno eksperymentalnym układem przewidującym miejsce na różne rozwiązania i elementy - wszystko po to, aby ostatecznie odpowiedzieć sobie na pytanie, czy pomysł z zastosowaniem wzmacniaczy logarytmicznych jako mierników napięcia, jest dobry i powtarzalny, czy też nie.

Dlatego na drugiej wersji PCB znajdą się:

- dwa alternatywne detektory (oczywiście wlutowany będzie jeden - ten, który aktualnie chcemy testować): AD8307 oraz AD8362 - ten drugi ze względu na dokładną kalibrację fabryczną "intercept" i "slope", o której producent pisze w nocie katalogowej;

- detektory podpięte do sieci pomiarowej przez serię odpowiednich przełączników;

- alternatywne (znów do wyboru przy lutowaniu) "tłumiki" dla każdego toru pomiarowego: zwykły rezystor, wtórnik na tranzystorze BF545 oraz bufor w postaci AD8009;

- przewidziane testy pomiaru transmitancji: zwarcie odpowiednich przełączników zbocznikuje rezystancję i reaktancję referencyjną oraz doprowadzi sygnał z drugiego wejścia BNC do odpowiedniego portu detektora; rezystory R16,17,18,19,20,21 (a właściwie przewidziane dla nich miejsce na PCB) posłużą do odpowiedniego dopasowania impedancji wejścia-wyjścia (z uwzględnieniem rezystancji przelotowych przełączników) i zachowania 50R między portami;

- przewidziane miejsce na oba moduły DDS;

- przewidziana sprzętowa kalibracja AD8307 - odpowiedni potencjometr wieloobrotowy na pinie INT;

- przewidziane sterowanie mocą sygnału (potencjometrem w przypadku pierwszego modułu DDS);

Tak wygląda obecna postać schematu:

[attachment=11974]

Wszelkie uwagi mile widziane.
Dziś chcę rozpocząć prace nad rozkładem elementów na PCB w KiCAD...

Pozdrawiam,
Rafał SP3GO

---

(20-11-2016 20:36)SP6FRE napisał(a): [ -> ]Zanim rozbierzesz wersję I na atomy zrób proszę jeszcze prosty test. Mierząc np. 200 omów spróbuj dołączyć kolejno na wejścia poszczególnych AD pojemność np. 5pF i zobacz jak wpływa ona na wynik pomiaru. To pozwoli ocenić jak bardzo czułe na przypadkowe zmiany warunków są te pomiary. Oczywiście czekam na wersję II trzymająć kciuki.

Ach... zapomniałem dodać, że powyższego eksperymentu jeszcze nie robiłem, ale zamierzam i dam znać

---

Jak obiecałem, przesyłam wyniki eksperymentu z pojemnościami.
Eksperyment polegał na dołączaniu kondensatora 4.7pF pomiędzy wejścia kolejnych kości AD odpowiedzialnych za pomiary. Dołączając kondensator do kolejnej kości, poprzedni był usuwany, czyli zawsze tylko jeden kondensator znajdował się w sieci pomiarowej.
Kondensatory dołączane były bezpośrednio na zaciski wejścia kości AD, a więc już za tłumikami z rezystorów.
Wszystkie pomiary robione przy pełnym przemiataniu i bez żadnej kalibracji, z zapiętym 50R na port pomiarowy.

1. Pomiar bez kondensatora 4.7pF

[attachment=11978]

2. Pomiar z kondensatorem na wejściu kości mierzącej Vs

[attachment=11979]

3. Pomiar z kondensatorem na wejściu kości mierzącej Vxz

[attachment=11980]

4. Pomiar z kondensatorem na wejściu kości mierzącej Vz

[attachment=11981]

5. Pomiar z kondensatorem na wejściu kości mierzącej Vr

[attachment=11982]

6. Pomiar z kondensatorem na wejściu kości mierzącej Vx

[attachment=11983]

Jak widać po wykresach, tak jak pisałeś Leszku, nawet niewielkie pojemności pasożytnicze potrafią znacząco wpływać na wyniki pomiarów (a właściwie wyniki obliczeń na podstawie pomiarów) - szczególnie dla wyższych częstotliwości.
Taką sytuację mamy jednak dla pięciu różnych kości AD i pięciu różnych torów pomiarowych z różnymi tłumikami.

Pozostaje pytanie, czy wpływ możliwych pojemności pasożytniczych (a właściwie różnic między nimi w poszczególnych pomiarach, które to różnice nie będą mogły być skompensowane odpowiednią kalibracją numeryczną) wyeliminujemy przez zastosowanie tylko jednej kości pomiarowej i jednego toru pomiarowego (przypinanego przełącznikami elektronicznymi do poszczególnych punktów sieci pomiarowej), już niezależnie, czy tłumikami będą rezystory, wtórniki na polowym, czy bufor na op-ampie...

Pozdrawiam,
Rafał SP3GO