Projekt wzmacniacza 20W na pasmo 12cm do pracy przec Es'hail-2

[SP6VGX]

Hmm "Kuźnia pomysłów"... ...to chyba dział w którym można taki temat poruszyć, gdzie chyba nikt nie pogoni za to co tutaj wysmaruję 


To wyżej tak tytułem wstępu z odrobiną ironii, a teraz przejdźmy już do konkretnego wpisu...

ROZDZIAŁ I 

O WSZYSTKIM I O NICZYM

 

 

1.1 Wstęp tym razem trochę na poważniej

Jeśli mówimy o wzmacniaczach na to pasmo to większość osób z tego co widzę głównie bazuje na rozwiązaniach komercyjnych lub jakiś przeróbkach Chińskich wzmacniaczy stosowanych przy WiFi itp. 

Tutaj nie chcę wkładać kija w mrowisko ale muszę pokusić się o pewne moje obserwacje jakie wynikają z przeglądania różnych forów w tym np. AMSAT-DL. O ile komercyjnych rozwiązań nie chcę oceniać to widziałem np. projekty które IMHO nie będą dobrze działać, a widoczne próby zmiany elementów jak i praktyczne doświadczenie tego że elektronika działa na dym (gdy dym uchodzi elektronika przestaje działać) skłoniło mnie to napisania tego tekstu. Jak takie rozwiązania są jeszcze jedynie publikowane to pół biedy, jak ktoś je sprzedaje to już pozostawiam do oceny innym...

Oczywiście nie jest to jedyny powód. W zasadzie o ile nie neguję fabrycznych rozwiązań i sam takie posiadam to chyba dla wielu jest pewna frajdą zbudować coś samemu i mieć z tego pewną satysfakcję, o zdobytej często bezcennej wiedzy już nawet nie wspominając. Kolejny powód to chyba niewielka liczba publikacji na forach gdzie poruszane jest coś więcej na temat budowy wzmacniaczy na wyższe pasma. Tutaj postaram się właśnie przedstawić całą drogę od pomysłu, założeń, poprzez cały proces projektowania takiego układu do finalnej jego realizacji. Reasumując będzie trochę więcej niż tylko opublikowanie schematu, plików do produkcji PCB i listy części. Może komuś się to przyda przy budowie własnych rozwiązań na wyższe pasma...
 
Są jeszcze dwa powody jeden to wykopałem z gratów taką "kupkę" części:

   

Więc warto chyba coś z niej zrobić...
 

1.2 PCB i ten nieszczęsny laminat

  

Laminat to powód wielu dyskusji. Sam tutaj pisałem kiedyś że nawet do wyższych częstotliwości spokojnie w amatorskich zastosowaniach możemy stosować FR4 o mniejszej grubości jeśli nie będziemy chcieli tworzyć na PCB komponentów LC jak i innych rozwiązań typu filtry itp. Często też trudno znaleźć parametry takich laminatów i dochodzi jakiś dodatkowy koszt zamówienia próbnej płytki z wykonanymi liniami które możemy przemierzyć itp. Jednak już od pewnego czasu w JLC PCB dostępny jest zarówno laminat Rogers 4350B jak i oferta Chińskich laminatów teflonowych od firmy ZHONGYING - to jest chyba kolejny powód powstania tego projektu, czyli chęć praktycznego sprawdzenia tych laminatów gdyż w zasadzie są one o połowę tańsze niż wspomniany Rogers.

 

Nie zdecydowałem się na FR4 z prostych powodów - tutaj mamy do czynienia z większymi mocami gdzie trudniej będzie zrobić dopasowania nie znając dokładnie parametrów laminatu, więc finalnie może zakończyć się tak że ta potencjalna oszczędność spowoduje że stracimy na to więcej czasu jak i może pieniędzy np. upalone tranzystory. Przynajmniej w teorii układ zaprojektowany na dedykowanym laminacie ma szansę ruszyć po montażu "od strzału" co może oszczędzić nam nerwów i pieniędzy. Natomiast co pokaże praktyka to życie pokarze - będzie wiadomo czy warto wybierać takie laminaty do projektu i jak obliczenia teoretyczne przekładają się na praktykę przy ich wyborze.

 

 

1.3 Wybór konkretnego laminatu

 

Obecnie mamy dostępne cztery laminaty wszystkie dostępne w dwóch grubościach tzn. 1,52mm oraz 0,76mm:

 

• ZYF255DA (Dk=2,55, Df=0,0018)
  
• ZYF265D (Dk=2,65, Df=0,0019) 
  
• ZYF300CA-C (Dk=2,94, Df=0,0016) 
  
• ZYF300CA-P (Dk=3,0, Df=0,0018) 
  

 
Tutaj link do PDF-a z pełnymi danymi: ZYST Material DATA SHEET

 

Laminat ZYF255DA oraz ZYF265D to laminaty teflonowe, natomiast ZYF300CA-C oraz ZYF300CA-P to laminaty teflonowo ceramiczne. Tutaj ze względu na to że czysty teflonowy laminat jest dość miękki i może ulegać pewnym deformacjom np. podczas dokręcania go do radiatora (będzie zgniatany śrubami) postanowiłem się skupić na pozostałych dwóch czyli laminatach teflon i ceramika. Jak mówimy o częstotliwości 2,4GHz w zasadzie różnica tutaj jest pomijalna (niezauważalna) z lekką przewagą ZYF300CA-C jednak finalnie postanowiłem zdecydować się na użycie ZYF300CA-P. Powód w sumie banalny DK = 3.0 więc mamy okrągłą liczbę i jak chcę coś szybko policzyć na kartce to będzie ciut łatwiej  

 

 

1.4 Złocić czy nie złocić - o to jest pytanie...

 

To jest kolejny dylemat. Niestety złoto kosztuje  choć i są jeszcze inne wady o których dalej. Jednak patrząc na wybór jaki mamy oferowany przez JLC PCB. Pozostaje nam w przypadku tych laminatów wykończenie OSP (Organic Solderability Preservative) oraz EING czyli złoto na podłożu niklu.

 

Jak mówimy o częstotliwości 2,4GHz mamy tutaj do czynienia ze zjawiskiem naskórkowości - uwzględniając to okazuje się że te złoto nie jest takie piękne jak się świeci  

 Powodem jest sama technologia EING gdzie pod cieniutką warstwą złota mamy PI * Drzwi od 3 do 5 μm niklu. Z tego wychodzi że znaczna część prądów w.cz. będzie właśnie płynąc nam po warstwie niklu, który charakteryzuje się gorszą przewodnością i właściwościami ferromagnetycznymi w porównaniu do czystej miedzi. Zjawisko to skutkuje nieznacznym wzrostem rezystancji szeregowej ścieżek mikrofalowych i generuje dodatkowe straty wtrąceniowe...

 

Tutaj nam wychodzi że może w takim wypadku lepiej wybrać OSP. Po pierwsze taniej po drugie prądy w.cz. będą płynąc po miedzi która jest znacznie lepsza od niklu.

Jednak niestety OSP jest stosunkowo mało trwałe i tutaj zarówno w przypadku płytek które leżą sobie w szufladzie czekając na montaż jak i pracując w urządzeniu gdzie są narażone na czynniki atmosferyczne. Tutaj w przypadku odsłoniętych powierzchni np. filtrów będzie postępować utlenianie (korozja) zwiększająca chropowatości miedzi, co w paśmie mikrofalowym podnosi stratność układu. Finał może być taki że po czasie będzie gorzej niż z tym niklem, a przynajmniej trudno przewidzieć skutki.

 

Jak widać wybór mamy trochę jak pomiędzy dżumą i cholerą  Jednak ze względu na chęć zapewnienia konkurencyjnych cen JLC PCB zapewne nie wprowadza innych technologii pokrywania złotem lub srebrem - tzn. rozwiązań przewidzianych do zastosować w.cz.

 

Choć może to za jakiś czas się zmieni - kiedyś nie było dostępnych tych laminatów o grubości innej niż 1,52mm co mocno ograniczało ich użycie. W zasadzie już kiedyś chciałem je przetestować ale właśnie brak cieńszych wersji mnie zniechęcił.

 

 

1.5 Założenia konstrukcyjne wzmacniacza

 

Już na początku pokazałem zdjęcie pewnych części które zamierzam użyć w projekcie i będą to:

• Tranzystor LDMOS firmy Ampleon BLP9G0722-20G
  
• Cyrkulator RFTYT WG2020X-1 (2300 - 2700MHz)
  
• Rezystor bezindukcyjny 50 ohm 
  

 

Tranzystor to wiadomo (DS w załączniku), a cyrkulator wraz z rezystorem ma nam zabezpieczyć wzmacniacz przed uszkodzeniem w razie niedopasowania anteny która może być spowodowana różnymi przyczynami od złego jej wykonania po uszkodzenie przewodu itd. Wszystkie w/w elementy można zdobyć na znanym Chińskim portalu aukcyjnym, a patrząc na ich ceny nie są one straszne. Jak popatrzymy na ceny komercyjnych wzmacniaczy na to pasmo to już nawet nie ma o czym mówić i nawet gdy ich użyjemy raczej nie dobijemy do ceny takiego komercyjnego rozwiązania.

 

Jeśli chodzi o sam cyrkulator:

 

• Tłumienność wtrąceniowa (Insertion Loss): 0,30 dB w kierunku przewodzenia (Port 1 -> Port 2), co gwarantuje minimalne straty mocy użytecznej dostarczanej do anteny (poniżej (7%) traconych w postaci ciepła).
  
•  Izolacja wsteczna (Isolation): 25,5 dB w kierunku zaporowym (Port 2 -> Port 1), co zapewnia ponad kilkusetkrotne stłumienie fali odbitej powracającej w stronę drenu tranzystora.
  
• Dopasowanie portów (WFS / SWR): Wynosi maksymalnie 1,20 (S22), zapewniając stabilną impedancję obciążenia dla poprzedzających stopni wzmacniacza.
  

Sam wzmacniacz jak to wzmacniacz będzie elementem większej całości czyli całego transceivera do pracy przez QO-100 pracującego w dupleksie, jednak tutaj raczej skupię się tylko na jego części. Czy opiszę resztę to zobaczymy wszystko to kwestia czy znajdę na to czas i czy będzie jakieś zainteresowanie tematem.

Wstępne założenia są takie:

[wejście] -> [tłumik 3dB] -> [MMIC pracujący jako driver] -> [tranzystor BLP9G0722-20G] -> [filtr LPF] -> [cyrkulator] -> [wyjście]

MMIC pracujący jako driver nie został jeszcze wybrany ale raczej tutaj będę kierował się w miarę łatwą dostępnością. Oczywiście przy spełnieniu odpowiednich parametrów technicznych.
Sam tłumik na wejściu ma głównie poprawić dopasowanie między układami MMIC (znajdującymi się na innej części transceivera - zapewne z układem mieszacza i filtrów BPF).

Dodatkowo kompensacja temperaturowa układu zasilania bias - tak aby zapewnić pracę wzmacniacza przy założonym prądzie niezależnie od temperatury tranzystora. Tutaj chcemy aby tranzystor cały czas niezależnie od temperatury pracował z założonymi w projekcie parametrami. 

Oczywiście na tym etapie zastrzegam że pewne założenia mogą się jeszcze zmienić jak to bywa gdy coś się projektuje....

cdn.

[SP6VGX]

ROZDZIAŁ II

CZYLI ZABAWA W ŚWIECIE IDEALNYM

  
 

2.1 Czy istnieje świat idealny ?

 

Wbrew pozorom to nie pytanie filozoficzne. Nie chcę tutaj poruszać bolączek naszego życia codziennego itd. Jednak świat elektroniki też nie jest idealny i od projektu do wykonania finalnego urządzenia jest najczęściej daleka droga gdzie kłody pod nogi rzucają nam powszechnie obowiązujące prawa fizyki. Konkretnie mowa tutaj o tym że elementy LC nie są idealne jak i sam laminat wprowadza nam różne pojemności i indukcyjności itd. 

 

Tak samo jest w przypadku wzmacniacza w.cz. - jednak od czegoś musimy zacząć więc pożyjmy chwilę w świecie idealnym. Takim światem idealnym będzie dla nas poznanie wybranego tranzystora czyli  LDMOS-a BLP9G0722-20G. Takim światem będą symulacje czyli może taki nasz Matrix gdzie z pominięciem i bez uwzględniania wielu problemów ( np. tego że części elektroniczne idealne nie istnieją) trochę się pobawimy.

 

Jak przebrniemy przez ten świat idealny będziemy mieli już jakieś informacje które pomogą nam w dalszych pracach i kolejnych symulacjach które będą obejmować coraz więcej czynników z świata realnego. 

 

 

2.2  A komu to potrzebne ? A dlaczego ?

 

No właśnie a komu to potrzebne ? Część danych mamy oczywiście dostępnych w umieszczonym w poście pierwszym Data Sheet. Mamy tam nawet przykładowe PCB na kilka pasm i sporo danych. Czy nie lepiej skopiować taki projekt PCB np. z pasma 2100 MHz który jest dostępny w Data Sheet - wpakować na laminat FR4, zmienić kilka kondensatorów coś tam lekko "poprawić" i będziemy mieli szybo działający układ na 2400 MHz ?

 

W zasadzie życie pokazuje że chyba tak można i nawet była z mojej strony na początku taka uszczypliwość :p właśnie gdy widziałem konstrukcje które najprawdopodobniej tak powstały i czasem nawet jakoś działają, a przynajmniej działają do jakiegoś czasu (zanim nie poleci magiczny dym) co pokazują później różne wpisy na forach lub blogach...
 

Zresztą tutaj nie chcę walczyć z wiatrakami bo wiem że świata nie zmienię, ale myślę że część osób będzie mogła sobie po moich wpisach na to pytanie samemu odpowiedzieć.

 

 

 2.3 Modele nieliniowe

 

W zasadzie wzmacniacz wydaje się czymś prostym. Mamy tranzystor który ma na wejściu oraz wyjściu jakąś impedancję oraz możemy uzyskać jakieś wzmocnienie. 

Tutaj w zasadzie największym problemem wydaje się jak poznać tą impedancje. Problemem jest to że będzie ona się zmieniać wraz z pasmem na które projektujemy taki wzmacniacz (oczywiście to spore uproszczenie bo to nie jedyny parametr, ale na chwile obecną to możemy pominąć).

 

Czasami możemy dostać do danego tranzystora S-parametry lub jak mamy sprzęt pomiarowy coś tam sobie zmierzyć. Jednak wadą takich S-parametrów jest to że głównie ich pomiary odbywają się przy relatywnie słabych sygnałach więc w przypadku wzmacniaczy mocy pozostawiają wiele pytań np. czy tak samo będzie przy większej mocy...

 

Można oczywiście próbować dopasować tranzystor na drodze eksperymentalnej. Czyli budujemy wzmacniacz z jakimiś tam założeniami i później wszystko stroimy (obwody wejściowe i wyjściowe). O ile takie podejście możemy spokojnie stosować na niższych pasmach to im wyżej to staje się to coraz bardziej problematyczne. Właśnie tutaj z pomocą przychodzą udostępniane czasem przez producentów komponentów elektronicznych modele nieliniowe które możemy użyć podczas symulacji w procesie projektowania.

 

Tutaj mamy to szczęście że firma Ampleon udostępnia taki model dla tranzystora BLP9G0722-20G i na nim będziemy bazować. Jeśli chodzi o modele udostępniane przez firmę  Ampleon to podając nazwę tranzystora możemy je wyszukać dla różnego oprogramowania pod tym linkiem:

 

https://www.ampleon.com/support/rf-desig...odels.html

 

Właśnie w dalszej części prac będziemy używać takiego modelu przeznaczonego dla oprogramowania ADS (Advanced Design System). 

 

Tutaj powiem... tak wiem że nie każdy ma dostęp do ADS i jest to łagodnie mówiąc niezbyt tanie oprogramowanie. Jednak istnieje też darmowy QUCS który mocno wzorowany jest na ADS więc przynajmniej część symulacji tutaj opisanych spokojnie można będzie wykonać w QUCS jeśli kogoś na to najdzie ochota. Ot np. aby sobie trochę poeksperymentować... W zasadzie tutaj poznamy tranzystor oraz jego parametry na tyle dobrze że wystarczy to do tego aby zaprojektować wzmacniacz używając na upartego nawet obliczeń na kartce czy prostych kalkulatorów...

 

 

2.4 Analiza stałoprądowa (DC) i wyznaczenie punktu pracy tranzystora

 

Budując wzmacniacz mocy do pracy przez QO-100 w emisji SSB chcemy najlepiej aby wzmacniacz pracował w pełni liniowo. To samo jest w przypadku wielu nowoczesnych transmisji cyfrowych gdzie wszelką nieliniowość pracy wzmacniacza możemy obserwować np. na wykresie konstelacji widząc jak ulega zniekształceniu - co oczywiście przekłada się na problemy. Dlatego postaramy się aby wzmacniacz pracował optymalnie w klasie AB.

 

Najpierw możemy zerknąć w Data Sheet tranzystora (Table 1. Product profile):

 

   

 

Tutaj patrząc na tą tabelę na początku możemy przyjąć że optymalne warunki pracy stałoprądowej dla klasy AB zostały zdefiniowane przez producenta przy prądzie spoczynkowym drenu Idq = 180mA oraz napięciu zasilania Vds = 28V. Możemy założyć wstępnie że w tych warunkach polaryzacji układ charakteryzuje się najlepszym kompromisem pomiędzy zyskiem mocy Gp, a sprawnością drenu ηd (zakładam tutaj że producent dobierając prąd wybrał optymalne warunki pracy).

Mając takie informacje możemy spróbować dobrać punkt pracy tranzystora (Bias Point)...

 
W celu odtworzenia w/w warunków pracy przeprowadźmy sobie badanie charakterystyki przejściowej, wyznaczając precyzyjną wartość napięcia polaryzacji bramki Vgs, które pozwala na uzyskanie wymaganego prądu drenu o wartości 180 mA.

 

W tym celu stwórzmy sobie taki układ z modelem naszego tranzystora:

 

   

 

Jak widać ten model nieliniowy tranzystora trochę różni się od fizycznego tranzystora. Posada dwa dodatkowe wejścia tzn. Vgg i Vdd. W fizycznie istniejącym tranzystorze napięcie bias Vgg doprowadzamy przez bramkę, a Vdd przez dren. Wszystko to zależy od modelu jaki udostępnia producent - możemy też spotkać że będzie on wyglądał na ekranie jak klasyczny tranzystor czyli będzie posiadał tylko bramkę, dren i źródło. Takie dodatkowe "wyprowadzenia" mogą trochę wprowadzić w zakłopotanie zwłaszcza w późniejszym etapie gdzie będziemy chcieli sobie przetestować nasz tranzystor np. już z zaprojektowanym dopasowaniem i doprowadzeniem bias-u do tranzystora na PCB. Jednak na chwile obecną możemy to pominąć o tym będzie trochę w przyszłości...

 

Wracając do samego schematu myślę że jest on zrozumiały. Mamy podłączone dwa źródła DC (SRC1 i SRC2) jedno podaje napięcie bias bramki czyli Vgs, a drugie napięcie dla drenu tranzystora czyli Vdc. Jak widać Vdc ustalone jest na sztywno na 28 V, natomiast napięcie Vgs będzie się zmieniało od 0 V do 10 V z krokiem 0,01 V co zdefiniowane jest w bloku PARAMETER SWEEP. Dodatkowo mamy jeszcze wpięty w układ "amperomierz" (I_Probe) gdzie realizujemy pomiar prądu drenu Idq. 

 

Po uruchomieniu symulacji możemy tworzyć sobie dowolne wykresy na których przedstawione będą wyniki. Niżej zamieszczam wykres z tej symulacji :

  

     

 

Jak widać w osi X wykresu mamy napięcie bias bramki Vgs, natomiast w osi Y prąd drenu opisany jaki Idq.i. Na wykresie został umieszczony też marker który pozwolił nam wyznaczyć napięcie dla założonego prądu 180mA. Choć tutaj ze względu na ograniczoną ilość punktów symulacji jest wybrana najbliższa wartość czyli 185 mA i prąd ten występuje przy napięciu bias bramki na poziomie 2,19 V. 

 

W tym momencie już wiemy jakie napięcie bias (napięcie polaryzacji bramki) podać na bramkę tranzystora aby pracował on w optymalnych warunkach w klasie AB (przy prądzie spoczynkowym zbliżonym do wspomnianych 180mA).

 

 

2.5 Analiza małosgnałowa i ocena stabilności

 

Kolejnym etapem będzie przeprowadzenie analizy małosygnałowej czyli wyznaczenie charakterystyki wzmocnienia transmisyjnego S21 oraz współczynnika stabilności Rolletta (K) w paśmie od 100 MHz do 2,7 GHz - czyli w zakresie pracy tranzystora zdefiniowanym w Data Sheet.

 

Do symulacji posłuży nam następujący układ:

 

   

 

Jak widać mamy tutaj już ustalone napięcie bias bramki na poziomie 2,19 V zapewniające nam prąd drenu 185mA. Oraz wpięte w bramkę i dren tranzystora obciążenia 50 ohm. Źródło tranzystora natomiast podłączone jest do masy. 

 

Blok S-PARAMETERS definiuje nam zakres "przemiatania" czyli w jakim zakresie będziemy testować nasz tranzystor i tutaj wyznaczone jest od 0,1 GHz do 2,7 GHz z krokiem 0,01 GHz.

 

Po uruchomieniu symulacji otrzymaliśmy następujące wyniki:

 

   

 

Tutaj pozostaje wyjaśnić tylko jedną kwestię. O ile parametru S21 chyba nie potrzeba tłumaczyć  to Rolletta (K) wyliczany jest według formuły K = stab_fact(S) i tak jest opisany na wykresie.

Wzmocnienie małosygnałowe gołej struktury półprzewodnikowej bez zewnętrznych obwodów dopasowania w paśmie pracy satelity QO-100 wynosi 4,76 dB (marker m1). Tak niska wartość wynika z naturalnego niedopasowania impedancji wejściowej i wyjściowej tranzystora LDMOS do systemowej impedancji 50ohm (takie obciążenie zastosowaliśmy w naszym schemacie przeznaczonym do symulacji). 
 
Charakterystyka S21 wykazuje silne nachylenie w kierunku niższych częstotliwości, osiągając wartość ponad 25 dB przy 100 MHz, co jest zjawiskiem typowym dla struktur LDMOS i stanowi potencjalne źródło wzbudzeń szerokopasmowych. 
 
Natomiast współczynnika Rolletta (K) wykazuje, że w docelowym paśmie pracy układ charakteryzuje się stabilnością warunkową. Wartość parametru K na częstotliwości 2,400 GHz wynosi 1,005 (marker m3), natomiast przy 2,410 GHz spada poniżej krytycznej granicy bezpieczeństwa do poziomu 0,986 (marker m4).

Mówiąc trochę prościej praca wzmacniacza w obszarze K < 1 dopuszcza możliwość powstania generacji pasożytniczych pod wpływem zmian impedancji obciążenia (np. niedopasowania anteny). W takim wypadku nasz wzmacniacz może zacząć zachowywać się jak generator, a z samego tranzystora LDMOS poleci nam magiczny dym
 
Teraz czy coś z tym możemy zrobić zobaczymy w następnej części...
 
cdn.

[SP6VGX]

 

2.6  Strategia kolejności syntezy obwodów dopasowania i stabilizacji

 

W poprzedniej części przeprowadziliśmy analizę małosygnałową oraz ocenę stabilności. Pozostaje jeszcze odpowiedzieć na pytanie co nam to daje skoro aktualnie nasz matematyczny model tranzystora pracuje w tym momencie niedopasowany (nasze obciążenia 50 Ω).

 

Tutaj chyba nie ma jednoznacznej odpowiedzi i zapewne przyjęte tutaj strategie projektowania wzmacniaczy PA mogą być różne. Jednak przyjęte tutaj podejście już na samym początku dostarcza nam informacje o charakterze i potencjalnych tendencjach do wzbudzeń "gołej" struktury półprzewodnikowej pracującej w systemie 50 Ω. 

 

Mimo że finalnie dojdą do tranzystora układy dopasowania zarówno wejściowe jak i wyjściowe które radykalnie zmienią nam rozkład wielkości S-parametrów oraz impedancje widzianą przez dren i bramkę to już na tym etapie dostajemy informacje jak w tym wypadku o potencjalnych zagrożeniach związanych z wzbudzaniem się układu co pozwoli podjąć nam jakieś kroki zaradcze.

 

 

  2.7 Projektowanie i implementacja obwodu stabilizacji szerokopasmowej

 

Na chwile obecną należy pamiętać że ciągle rozważamy nasz projekt w świecie idealnym i tak samo tutaj do eliminacji problemu użyjemy idealnych elementów skupionych (Lumped Elements). Pozwoli nam to na określenie czysto matematycznej impedancji tłumiącej, niezbędnej do wprowadzenia tranzystora w stan bezwarunkowej stabilności (K > 1).

 

W realnym układzie, a co za tym idzie w dalszych etapach projektowania należy pamiętać że dojdzie nam wpływ na całość wnoszony między innymi przez:

 

• Indukcyjności szeregowe oraz pojemności bocznikujące obudów komponentów dyskretnych
  
• Efekty dyskontynuacji geometrii ścieżek wprowadzane przez trójniki mikropaskowe (Microstrip Tee)
  
• Pasożytnicza indukcyjność przelotek (Via holes) realizujących połączenie kondensatora odcinającego do ekranu masy.
  

 

Teraz jednak nie przejmujmy się jeszcze takimi problemami i spróbujmy sprawdzić czy uda nam się poprawić sytuacje i wyprowadzić nasz tranzystor z obszaru stabilności warunkowej (K < 1) czyli możliwości potencjalnych wzbudzeń.

 

Możemy to spróbować zrobić poprzez dodanie do naszego układu w torze wejściowym tranzystora (na jego bramce) równoległy obwód stratny o charakterze dolnoprzepustowym.

Układ taki będzie składał się z rezystora oraz kondensatora połączonych szeregowo. 

 

Rezystor wprowadzi nam kontrolowane straty odbiciowe, powodując obniżenie dobroci wypadkowej obwodu wejściowego, co powinno przełożyć się na podniesienie współczynnika Rolletta (K). Zadaniem kondensatora będzie izolacja stałoprądowa napięcia polaryzacji bramki (bias Vgs) od potencjału masy przy jednoczesnym zapewnieniu niskiej reaktancji dla sygnałów wielkiej częstotliwości. Kondensator stanowi tutaj dużą impedancję dla niskich częstotliwości, a małą dla wysokich. Dzięki temu układ stabilizujący mocniej bocznikuje (tłumi) sygnał w pożądanym paśmie pracy i okolicach, chroniąc układ przed oscylacjami wysokoczęstotliwościowymi.

 

Tutaj można jeszcze zadać sobie pytanie dlaczego robimy to po stronie bramki czyli wejścia naszego tranzystora. Teoretycznie stabilizację możemy też zrobić po stronie drenu czyli wyjścia naszego tranzystora. Jednak takie podejście spowodowałoby wprowadzenie do obwodu wyjściowego dodatkowych strat które finalnie przełożyłyby się negatywnie na sprawność energetyczną naszego wzmacniacza (PAE), a co za tym idzie mniejszą jego moc.

Wracając do naszego układu stabilizacji pozostaje nam jeszcze wyznaczyć wartości elementów R i C. Tutaj w zasadzie będziemy kierować się następującymi kryteriami:

 

W przypadku rezystora im mniejsza wartość rezystora, tym silniejsze tłumienie i wyższa stabilność (współczynnik K rośnie). Jednak należy pamiętać o tym że zbyt mała wartość drastycznie obniży wzmocnienie wzmacniacza S21 oraz pogorszy dopasowanie wejściowe S11. W przypadku kondensatora natomiast jego reaktancja w paśmie pracy naszego tranzystora powinna być na tyle niska aby pozwolić rezystorowi skutecznie działać.

 

Jak już to wszystko wiemy spróbujmy teraz zbudować układ z tak dodanym rezystorem i kondensatorem:

 

   

 

Jak widać na schemacie dodano tutaj rezystor o wartości 15 Ω oraz kondensator 10 pF. Realnie środowisko ADS pozwala na tzw. "strojenie" - czyli zmianę np. wartości tych elementów i obserwację wykresu. Jednak tutaj to pominiemy. W zasadzie cel tutaj jest bardziej edukacyjny i sprawdzenie czy takim rozwiązaniem poprawimy stabilność naszego tranzystora. Nie czekajmy więc dłużej i uruchamiamy sobie symulację oraz popatrzmy sobie na osiągnięty rezultat:

 

   

 

Jak widać patrząc na nasz wykres oraz markery m3 i m4 współczynnik K jest większy na obu częstotliwościach od jeden, czyli w naszym świecie idealnym rozwiązaliśmy problem potencjalnego ryzyka wzbudzania się. Przy okazji wiemy jak w przyszłości walczyć z takim problemem projektując już finalny układ wejściowy. 

 

Tutaj jedynie mogę dodać wybiegając trochę w przyszłość że układ stabilizacji będzie zrealizowany w realnym wzmacniaczu na PCB wspólnie z linią realizująca zasilanie bias bramki tranzystora... 

 

 

2.8  Symulacja Load Pull -  Czym jest i po co ją robimy ?

 

W klasycznej elektronice uczą nas, że aby wycisnąć z układu maksymalną moc, impedancja źródła musi być idealnie dopasowana do obciążenia (tzw. dopasowanie sprzężone, np. znane wszystkim 50 omów). W tranzystorach mocy RF (takich jak nasz LDMOS) ta zasada przestaje jednak działać.

 

Tranzystor mocy pracuje w zakresie silnie nieliniowym. Oznacza to, że jego optymalne obciążenie zmienia się w zależności od tego, jak mocno go wysterujemy, jak wysokie damy napięcie zasilania i czy zależy nam na maksymalnej mocy wyjściowej (Output Power), czy na najwyższej sprawności (PAE).

 

Wynikiem tej symulacji będą tzw. kontury Load Pull. Dzięki nim dowiemy się jaka impedancja zapewni nam maksymalną moc, a jaka znowu zapewni nam najlepszą sprawność czyli mniej strat wydzielanych przez tranzystor w postaci ciepła. Mając tę wiedzę, możemy dopiero usiąść do projektowania układów które dopasują nam impedancje do naszego tranzystora.

Do przeprowadzenia symulacji Load Pull wykorzystamy kolejne dobrodziejstwo oferowane przez ADS czyli gotowy szablon pozwalający wykonać symulację:

 

   

 

Natomiast tutaj mamy już gotowy schemat symulowanego układu z w stawionym modelem naszego tranzystora BLP9G0722-20G. 

 

   

 

W zasadzie po wybraniu symulacji wystarczy jedynie podmienić tranzystor na nasz model oraz określić warunki samej symulacji...

 

Pozostaje nam chyba jeszcze wyjaśnić czym jest symulacja Load Pull (w dosłownym tłumaczeniu "przeciąganie obciążenia"), w zasadzie jest to symulacja polegająca na brutalnej sile:

 

• Podłączamy tranzystor do specjalnego, "wirtualnego" przyrządu pomiarowego (na schemacie: Load_Pull_Instr_ZSweep1)
  
• Symulator zaczyna automatycznie podmieniać wartości impedancji obciążenia (obracając się po całym wykresie Smitha – parametry Z_real i Z_imag)
  
• Dla każdego punktu (w tym przypadku siatka 21x21 punktów) program mierzy, ile wygenerowaliśmy watów mocy i ile prądu "zeżarł" tranzystor
  

 

Ewentualnie jeszcze wyjaśnijmy sobie to co mamy na schemacie aby nawet ci mniej zaawansowani wiedzieli co i jak...
 
"One Tone Load Pull Simulation; output power and PAE found at each fundamental or harmonic load":

• One Tone (Jednotonowa): Testujemy układ czystym, pojedynczym sinusem o jednej częstotliwości (tutaj: RF_Freq = 2,41 GHz), podając na wejście stałą moc (Pavs_dBm = 30, czyli 1 Wat)
  
• Output power and PAE found...: Szukamy dwóch najważniejszych parametrów dla każdego projektanta wzmacniaczy:
  

• • Mocy wyjściowej – czyli ile watów realnie odda wzmacniacz do anteny
    
  • PAE (Power Added Efficiency) – czyli sprawności energetycznej. Informuje nas ona, ile energii z zasilacza (tutaj 28 V) tranzystor zamienił na pożyteczny sygnał radiowy, a ile poszło w gwizdek (czyli zamieniło się w ciepło na radiatorze)
    

• ...at each fundamental or harmonic load: Symulator sprawdza zachowanie tranzystora nie tylko dla częstotliwości podstawowej (Fundamental = 2,41 GHz), ale pozwala też kontrolować impedancję dla wyższych harmonicznych (Harmonic = druga i trzecia wielokrotność, czyli 4,82 GHz i 7,23 GHz). To kluczowe, jeśli w kolejnych krokach chcielibyśmy podkręcić sprawność wzmacniacza (np. projektując wzmacniacz w klasie F lub przesterowanej).
  

Teraz już chyba nie pozostaje nic innego jak uruchomić naszą symulację i zobaczyć jakie będą wyniki - które omówimy w dalszej części...
 

 

2.9 Jak czytać wyniki symulacji Load Pull ?

Po uruchomieniu symulacji otrzymujemy coś takiego:
 
   
 
Skoro symulator przeklikał już za nas setki kombinacji impedancji, czas spojrzeć na efekty. Na pierwszy rzut oka ten ekran (tzw. Data Display w ADS) wygląda jak kokpit samolotu pasażerskiego – mnóstwo cyferek, tabelki i dziwne wykresy. Rozbierzmy to na czynniki pierwsze, żeby każdy zrozumiał, o co tu chodzi.
 
1. Trzy scenariusze, czyli "Wybierz swój priorytet" 

Po lewej stronie symulator wypluł nam gotowe podsumowania dla trzech różnych podejść do projektowania wzmacniacza:
 

• Zielona ramka na górze ("At load that gives maximum power"): To ustawienie dla tych, którzy chcą wycisnąć z tranzystora absolutne maksimum watów. Jeśli dopasujemy wyjście pod ten punkt (Zload = 2,450 - j3,000 Ω), nasz wzmacniacz "wypluje" 45,6 dBm czystej mocy RF (Pdel_dBm_Max). Sprawność energetyczna (PAE) wyniesie wtedy 56,5%.
  
• Zielona ramka na środku ("At load that gives maximum PAE"): To scenariusz "eko" – szukamy punktu, w którym tranzystor najmniej się grzeje. W tym przypadku punkt maksymalnej mocy pokrywa nam się z PAE. Wynika to z sporego sygnału testowego 30dBm który wprowadza tranzystor w stan głębokiego nasycenia (overdrive).
  
• Czerwona ramka na dole ("At load selected by marker m1"): To podgląd parametrów dla dowolnego innego punktu, który sami klikniemy myszką na wykresie (marker m1). Pokazuje nam, jak bardzo "popsujemy" parametry wzmacniacza, jeśli z jakiegoś powodu (np. ograniczeń fizycznych elementów) nie trafimy idealnie w punkt optymalny. Jak widać dla markera m1 moc spada do 35,7 dBm, a sprawność szoruje po dnie (zaledwie 4,3%).
  

2. Wykresy Smitha – Mapa skarbów projektanta RF
 
Na środku widzimy dwa okrągłe Wykresy Smitha. Te kolorowe "jajowate" linie to tzw. kontury (warstwice). Działają dokładnie tak samo jak poziomice na mapie geograficznej – im bliżej środka "szczytu", tym wyższa wartość. 

• Górny Wykres Smitha (Moc i Sprawność): Niebieskie linie to kontury sprawności (PAE), a czerwone to kontury mocy (Power Delivered). Naszym celem jako projektantów jest wycelowanie z impedancją wyjściową w sam środek tych małych okręgów po lewej stronie wykresu. Symulator podaje nam dokładne współrzędne tego "szczytu" (wartości PAE_Z i Pdel_Z na samej górze ekranu wynoszą ok. 2,4 - j3,0 Ω).
  
• Dolny Wykres Smitha (Wzmocnienie i wejście): Pokazuje fioletowe kontury wzmocnienia transduktorowego (Transducer Power Gain). Widzimy, że w punkcie optymalnej mocy nasze wzmocnienie (Gain) wyniesie bezpieczne 15,6 dB. Czarna kropka pokazuje też, jak będzie wyglądał współczynnik odbicia na wejściu tranzystora, jeśli na wyjściu damy obciążenie z markera m1.
  

 
3. Wykresy prostokątne

Po prawej stronie te same "góry i doliny" zostały rozciągnięte na płaskiej siatce współrzędnych (real i imaginary części impedancji).

• Górny wykres: Pokazuje idealne "oko cyklonu" dla mocy i PAE. Widzimy że optymalna impedancja obciążenia leży w bardzo wąskim zakresie (część rzeczywista wokół 2,4 Ω, część urojona wokół -3 Ω). To oznacza, że nasz przyszły układ dopasowania wyjściowego musi być zaprojektowany bardzo precyzyjnie – małe przesunięcie i spadamy ze szczytu skuteczności.
  
• Dolny wykres: Pokazuje wzmocnienie. Czerwona kropka to nasz punkt pracy – leży bezpiecznie w obszarze stabilnego, wysokiego wzmocnienia (ok. 15,6 dB).
  

Jak widać ta symulacja dała nam najważniejszą odpowiedź w całym procesie projektowania wzmacniacza: wiemy, co tranzystor chce "widzieć" na swoim wejściu oraz wyjściu. Nasza docelowa impedancja wejściowa (Z_In_at_MaxPower oraz Z_In_at_MaxPAE) to 10,489 - j1,612, natomiast impedancja wyjściowa (Zload_at_MaxPower oraz Zload_at_MaxPAE) to 2,45 - j3,0.
 
Symulacja pokazała nam też że wysterowanie mocą 30dBm wprowadza tranzystor w silną kompresję (około 5-6 dB kompresji), co wyjaśnia dlaczego PAE i moc maksymalna zeszły się w jednym punkcie na wykresie Load Pull. Tranzystor działa wtedy bardziej jak klucz (klasa C/F) niż wzmacniacz liniowy AB.

Jak widać mamy w chwili obecnej już jakieś podstawy i może niektórzy nową wiedzę. Dalej to próba poszukania optymalnych warunków pracy tranzystora bo tutaj zarówno opieraliśmy się o prąd spoczynkowy z DS (180mA) oraz jak widać trochę przestrzeliliśmy z wysterowaniem... Mimo wszystko pozwoliło to chyba w miarę przystępny sposób pokazać jakieś podstawy jak zacząć z projektowaniem wzmacniacza. 

Na reszcie postaramy się skupić w następnej części...  
...a właściwie jak znajdę chwilę czasu bo prawdę mówiąc zrobienie opisu na forum zajmuje mi więcej czasu niż się spodziewałem (ehh takie życie)

cdn.

PS 
Tekst piszę trochę na żywioł w zasadzie korzystając tylko z przygotowanych wcześniej symulacji i jakiś drobnych zapisek. Dlatego mogą zdarzać się pewne literówki lub niewielkie błędy merytoryczne które staram się poprawiać (edycja posta) jak tylko je zauważę. Tutaj muszę prosić o wybaczenie gdyż z powodu braku czasu nie ma szans na przygotowanie sobie wcześniej tekstu + zrobienia na spokojnie korekty.